一种具有滞回功能的低成本低功耗过热保护电路
引言
在集成电路中，尤其是模拟集成电路中，大的驱动能力需要大的功率管，这会带来大的耗散功率而使芯片温度升高。如果控制不好或者散热效果不佳，容易使某些管子由于温度过高而损坏，进而使得整个电路不能正常工作。所以，在高功率的芯片中，保护芯片在这种情况下不被损坏就成为不可或缺的电路功能需要，往往在芯片中集成过热保护模块来实现。由于过热保护电路在电路中具有辅助功能，所以，该模块在实现功能的前提下，也要尽可能降低功耗和成本。本文通过对传统过热保护电路的分析，给出了一种基于0.35pmBCD工艺的具有滞回功能的高稳定、低成本、低功耗过热保护电路的设计方法。
1两种典型的过热保护电路
1.1利用齐纳二极管的传统过热保护电路
图1所示是传统的OTP典型电路结构。其中，三极管Q1为感温管，它在芯片中离热点比较近。三极管Q2的基极电位为:
三极管的基射电压Vbe具有负温度系数，而齐纳管的V具有正温度系数。图1电路就是根据此事实设计的。在常温下,感温管Q1的Vbe1比较高，齐纳管的兀比较低。根据式⑴可知，VB2的电位比较低，不足以使开关管Q2开启，故输出电压扁为高电平；随着芯片温度的升高，齐纳管的稳压值V随之升高,而感温管Q1的Vbe1则随温度的升高反而下降。根据式⑴可知，Vb2的电位也随着温度的升高而升高，当温度升高到一定值时,Q2导通，拉低输出电压，最终使输出原翻转，变为低电平。
图1传统OTP的典型电路结构
在双极工艺中，三极管的基射电压VBE和齐纳管的Vz的温度性能是可靠的，但齐纳管的稳压值在大于7V时才具有正的温度系数，在芯片中，产生如此高的电压往往比较难。更重要的是，该电路结构的功耗很大，偏离了低功耗的发展趋势，且该设计不具有热滞回功能，容易使芯片在过热点处振荡,从而损坏芯片，故实用价值不大。
1.2利用PTAT电流源的过热保护电路
在图2所示的OTP电路结构中，电流源Iptat对温度很敏感，能表征温度变化，和绝对温度成正比，故可令:
其中,K1和K是正比例系数，T是绝对温度。当温度升高时,电流也随之成比例增加，在PTAT点以及电阻R2的电压降也升高，但不随电源电压Vdd变化，而感温管Q1的Vbei则随温度的升高而下降。调整参数就可以使base点的电压成为不随温度和电源电压变化的基准电压。由式(2)、式(3)所得到的PTAT点和base点的电压分别为：
VPtat=K1R1T(4)
Vbase=KR2T+VbE1(5)
所以，在某个温度点上，Vptat和V,ase相等，此温度为过温保护点。此电路在芯片中易于实现，性能较为优越，但此电路结构需要电流源和比较器等，电路成本比较高，且该电路仍不具有热滞回功能。
结合上述两种电路结构，本文设计给出一种具有功耗低、成本低等优点，且具有滞回功能的OTP电路。
2过热保护电路的设计
本文设计的过热保护电路主要由两个功能模块组成：一是偏置电路；二是OTP核心电路。其电路结构功能框图如图3所示。
新的OTP核心电路分为参考电压产生电路、热滞回产生电路和感温比较电路三部分，其新的过温保护电路示意图如图4所示。其中，参考电压产生电路通过对偏置电路的输出电压的处理，可产生感温比较电路的参考电压；感温比较电路在这一部分中完成温度到电路信号的转换，并与参考电压进行比较输出一个逻辑信号，实现温度到电信号和模拟信号到数字信号的转化；滞回电路则通过此电路来实现OTP的热滞回功能，并应防止其在过热点附近产生振荡。
图4过温保护电路示意图
2.1偏置电路
图4中的(a)部分为过温保护电路的偏置电路，此偏置电路比较简单，其中Ro和M,这条支路可以和芯片电路中的其它部分的偏置共用，例如和运放、比较器和带隙基准等偏置共用。此偏置电路无需启动电路，芯片一上电，偏置电路就能正常工作。
Ro和Mo这条支路的电流Io为:
偏置电流Ibias为:
式中，S1为管子M1的宽长比。
通过式(6)和式(7)可知：可以通过设计和Mo的宽长比来确定OTP的偏置电流Ibias。本文设定Ibias为10μA,根据Ro和Mo这条支路的电流来设计M1和Mo的宽长比时，其仿真结果约为10μA。
PMOS管M3为二极管连接形式，与OTP核心电路中的PMOS管构成电流镜结构，从而为OTP核心电路提供偏置。电路中的NMOS管M,、PMOS管M4为电容连接形式，具有消除电源纹波，提高电源抑制能力，稳定偏置信号OTP-bias的作用。2.2OTP核心电路结构
图4中的(b)部分为过温保护电路的温度判决电路。其中,PMOS管Ms、M和偏置电路部分的PMOS管M3构成电流镜结构,为OTP核心电路提供偏置。则A和B支路的电流分别为:
当结温上升到155℃时，输出信号OTP-OUT由高电平变为低电平；结温下降到100℃左右时，输出信号OTP-OUT才由低电平变为高电平。这就实现了热滞回功能，从而可防止电路在保护温度附近产生热振荡。下面介绍其主要组成部分。
（1）参考电压产生电路
电阻R1、R2和PMOS管M5构成参考电压产生电路。其参考电压分为两个：一个为高温保护时的参考电压VREF1(此时NMOS管M7开启)，另一个为低温使芯片正常工作的参考电压VREF2(此时NMOS管M7关断)。这两个电压都是由电流镜推出的电流通过电阻产生的。忽略流进三极管Q0的基极电流和M7的泄漏电流等，其VREF1和VREF2分别近似为：
图5所示是Ibias、IA和IB随温度的变化曲线。
(2)感温比较电路
PMOS管M6和三极管Q0构成感温、比较电路。三极管Q0为感温管，同时完成与参考电压的比较。双极型晶体管Q0的基射电压VBE随温度升高而降低，在室温下，晶体管Q0基射电压VBE的温度系数约为-1.5mV/℃。当温度升高时，三极管Q0的VBE会随之下降，温度升高至过热点温度时，三极管Q0的VBE会低于参考电压VREF1，从而使三极管Q0开启，B点的电位由高电平变为低电平，此时OTP-OUT输出为低电平，该低电平OTP-OUT使IC高功耗的电路停止工作，同时过关断晶体管M7而改变参考电压为VREF2，使IC温度慢慢回落；当IC温度下降时，三极管Q0的VBE会随温度的下降而上升，当温度达到负向温度点时，三极管Q0的VBE会大于参考电压VREF2，并使三极管Q0关断，B点的电位由低电平变为高电平，此时OTP-OUT输出为高电平，使IC高功耗的电路正常工作，同时通过开启晶体管M7而改变参考电路为VREF1。
一般负向温度点定义为使IC高功耗电路重启工作的温度。可以通过降低R2的值来使开启温度升高，增大R2的值来使开启温度降低；过热温度点为使IC高功耗电路停止工作时的温度。可以通过降低R1的值来实现关断温度的降低，并通过升高R1的值来实现关断温度的上升；热迟滞温度定义为过热温度点与负向温度的差值。可以通过改变R2的值来调节热迟滞温度的大小。R2的值大，则热迟滞温度大；R2的值小，则热迟滞温度小。OTP核心电路的工作总结如表1所列。
(3)滞回产生电路
反相器I0、I1和NMOS管M7构成了滞回产生电路。两串联的反相器I0和I1的主要作用：一是产生信号时延，使三极管Q0的翻转总先于NMOS管M7的翻转；二是整形输出，使输出信号高电平接近VDD，低电平接近GND；三是提高驱动能力。当输出信号为高，即OTP-OUT为高电平时(未保护)，NMOS管M7导通，旁路电阻R2使参考电压为VREF1；当输出信号为低电平，即OTP-OUT为低电平时(保护)，NMOS管M7关断，以使参考电压为VREF2。
这样就可以进行过热点的大致估算：其双极性晶体管Q0的基射电压VBE为：
其中，IC是集电极电流密度，VG0是禁带宽度。将上式对温度微分，则可得到VBE和温度的关系为：
从上式可以看出，Vbe的温度系数与本身的大小以及温度均有关系。当Vbe~750mV,7=300K时，畳=-1.5mV/C仿真结果在结温为25°C时,V3E=868mV；155°C时，Vbe~660mV；100CM,Vbe=748mV因此，设计V<ef1在660mV左右，V<ef2在748mV左右。实际上,Vref1和0ef2的实际值比理论值偏低,因为三极管Q。在翻转前后会微导通而存在流入三极管基极电流和NMOS管M7存在泄漏电流的缘故。总之，上述原因会致使电流Ia减小，而理论计算忽略了上述原因，因此，玲EF1和0EF2的实际值比理论值偏低。
3仿真结果及分析
采用HHNECBCD350工艺对图4所示电路使用CadenceSpectre仿真工具进行仿真，可以得出图6所示的OTP滞回输出曲线。从图6可以看出，该OTP的正向过热温度为155°C,负向温度约为100C,迟滞温度(即正向过热点温度与负向温度的差值)为55C,性能良好。此电路的过热点和负向温度点、迟滞温度可以通过改变电阻R1和R2的值来改变。
供电电流随温度的变化曲线如图7所示。当供电电压为5V时，在-40~160C之间，电路的静态电流为50~75nA,电路的静态功耗在0.25~0.375mW之间。常温下，电路的功耗约为0.3mW。
与同类OTP相比，本设计电路简单，OTP核心电路只需要10个器件即可，而且无需差分比较器、带隙基准等电路即可实现预定功能。在芯片中，此模块面积仅为8000nm2,可见其与同类的OTP相比，节省了芯片面积，且能实现良好的温度保护功能。
4结语
本文给出了一种具有热滞回功能的过热保护电路的设计方法，经采用0.35nmBCD工艺对电路进行仿真的仿真结果表明：在5V工作电压下，电路的过热温度点为155C,负向温度为100C,其热滞回功能可以有效地防止热振荡。在27C时，电路的功耗约为0.3mW,可见与传统过热保护
电路相比，该电路具有功耗低、版图面积小等优点。
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