从高端检测直流电流
尽管满摆幅（rail-to-rail）运算放大器现在是一种公认的高端直流（dc）电流检测方法，但可靠的电路仍然需要仔细的分析与设计。
在负载的高端进行电流检测通常是可取的。不过，为了成功地实现这种方法，工程师们必须克服一些设计障碍。现在，由于可以得到满摆幅运算放大器，图1所示 电路业已成为一种受欢迎的高端直流检测手段。这种电路受欢迎有几个原因，它以单电源供电，电源电压范围宽，因而适用于高端或低端电流检测。输入 CMRR（共模抑制比）也与运算放大器本身的基本抑制特性相当，并且不依赖于电阻器的匹配。该电路的增益和输入输出电压范围设置方便，可达到±1%乃至更 佳测量精度。只要元件选择得当，它还可以在很宽的温度范围内工作，并且不需要“特殊功能”IC或单电源IC。
本例采用的满摆幅运算放大器的优 点是，输入共模范围可以一直“达到”正电源电压。大多数常规运算放大器的输入电压范围仅仅在正电源电压的大约1V或2V 以内。在选择满摆幅运算放大器时要小心谨慎。制造商可能使用这一术语来表示输入电压范围、输出电压范围或同时表示输入和输出电压范围。在本例应用中，满摆 幅运算放大器的主要特性是，其输入范围包含正电
源电压。刚上市的一些运算放大器都具有高端检测所必需的这一特性，不过这些器件并没有归类为满摆幅运算放大器；其中一个例子就是LF355 FET输入型运算放大器。
图1，这一基本的直流电流检测电路具有良好的测量精度，可在很宽的温度范围内工作，不需要独家生产的集成电路。
图1所示电路先检测电流检测电阻器两端的压降，然后调节输出晶体管的工作点，从而在ROUT和由RIN形成的反馈路径中产生同样的电流。由于本例中的晶体管具有反相响应，你必须将反馈路径接回到同相输入端，以获得完全的负反馈响应。该电路的传递函数为：
这个电路存在几个潜在的误差来源。很显然，你要确保电流检测电阻器具有应用所必需的精确度。再者，你要确保增益电阻器（ROUT/RIN）很精确。R'IN是 选件，用来进一步降低由运算放大器的输入偏置电流引起的任何失调误差。除此之外，你还得在输出晶体管上费些脑筋。如果你使用双极结型晶体管，则附加的基极 电流会产生输出误差。如果双极结型晶体管具有的β为100（β=100），你就可以预料到输出会提高1%（即1/β，用百分比表示）。你可以用达林顿晶体 管来大大降低这种误差。此外，你也可以使用MOSFET，这种器件因其源极电流和漏极电流完全相同，不存在这种等效的基极电流误差。但是，由于可能存在由 MOSFET漏电流引起的误差，所以漏电流小的器件是最佳选择。这种漏电流只是在测量零电流或甚小电流值时才会产生误差，但是不会像双极结型晶体管那样产 生“增益”误差。
最后一个要解决的问题是输入和输出的滤波。在大多数情况下，增加一只与ROUT并联的电容器就绰绰有余了。这样做就可给出如下熟悉的滤波响应：
如果输出必须对负载电流的快速变化迅速做出响应，则你要确保输出滤波器符合必要的上升/下降时间要求。你可以通过以下公式快速估算该值：
图2，输入滤波能使在噪声很大的环境中工作的直流电流检测电路稳定工作。
运算放大器能充分抑制共模噪声，如60-Hz噪声，但是其抑制共模噪声的能力随频率的升高而降低。在这一方面，可以在运算放大器不起作用处增加共模电容器（CCM）来滤除共模噪声。在所给的例子中，f3dB-CM设置为大约160 kHz。不要使用电容量较大的CCM来进一步改善共模抑制性能。如果CCM电容器的电容值太大，匹配又不良，共模噪声就会转换成（由于电容器值失配而引起的）差模信号，于是，放大器会将其作为合法信号来处理。
一个经验法则是选用对设定输入带宽最有意义的CDIFF值。然后，选用CCM,使其电容量小到1/10，最好为1/100。并要确保这些电容器具有合理的容差和良好匹配。温度系数很小的陶瓷电容器价格低廉，非常适合用做CCM。此外，还要记住运算放大器电源引脚之间适当去耦也是非常重要的，因为传导
噪声也可通过电源进入，尤其是在运算放大器直接由高端电源线供电（如图所示）时。
该电路的输出阻抗等于ROUT， 因此，如果你将该电路输出端连接到一个具有相对较低输入阻抗的ADC（例如许多微控制器中的ADC），那就要使用跟随器来缓冲输出，以防止输出端无谓加载 和引起重大差错。幸运的是，如果使用的是双运算放大器，就可以将剩余的运算放大器配置成跟随器，从而在不增加空间的情况下，很方便地完成这一任务。
规定使用±15V电源的满摆幅运算放大器，可以由高达30V的电源供电。在由较高电压的电源供电时，图3所示电路非常理想。运算放大器仅承受齐纳稳压器 两端的电压，而输出晶体管则提供必要的以地为基准的电平移动。对高端电压最大值的唯一限制是，它不可超过输出晶体管的额定击穿电压。
图3，在进行高压直流电流检测的场合，齐纳稳压器为运算放大器提供了一个高端基准电源。
要注意的是，运算放大器的参考点是相对于其V+电源端的，而在前面电路中则是相对于V-电源端的。这就要求你用npn晶体管（或n沟道FET）去替换pnp晶体管（或p沟道FET），并观察反相和同相输入端的合适取向。在其他情况下，适用于前面电路的公式、论述
、滤波技术和工作原理同样适用于这一电路。这个电路的唯一不利之处是，如果输出要求缓冲的话，它必须使用一个独立的运算放大器。
这些电路都很灵活，通常具有良好的性能。不过，根据运算放大器、晶体管和滤波器电路的最终选用情况，进行测试并确保在整个预期的电流测量范围内具有足够 的顺应性，这始终不失为明智之举。你只要在电路受到负载电流阶跃变化时，用示波器监测基极电压或栅极电压，就可以验证这一稳定性。
表1列出了 现成的电流检测集成器件，这些器件的体系结构与本文中所述的相同。不过，尽管表1所列的许多器件可能相互之间“功能相同”，但不可能找到任何一种非独家生 产的器件。在选用这样一种器件时，要确保其电压额定值在设计的电源电压范围之内。有些器件可进行双向电流检测，并可能具有比较器来提供“行程”指示。有些 器件的实际额定工作温度为-40℃至+125℃，使其在汽车和工业中的应用范围得以扩大。
IR21XX系列的独特之处在于，其浮动沟道体系结构允许在高达600V的电位下进行高/低端电流检测。其输出不是模拟电压，而是正比于被测电流的输出脉冲宽度。它允许在没有ADC的情况下进行微处理器接口。此外，它还可通过光耦合器来传递脉冲宽度，实现真正的隔离。
表1还列出了一些可供选用的霍尔效应型电流检测器件。霍尔效应型电流检测可实现电流变压器那样的完全隔离；两者的区别就在于霍尔效应既适合直流电流检测又适合交流电流检测。
表1所列器件绝非完整无缺，许多制造商会定期在其产品系列中增加电流检测器件，并且以甚至更快的速度淘汰一些产品。
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