模拟
一种宽带、高速运算放大器的设计
时间：2008-03-18 10:29:00
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[导读]本文介绍了一种基于双极工艺的高速宽带运算放大器的设计, 从电路结构方面详细论述了电路的宽带设计、高速设计等设计思路, 将该电路通过计算机模拟, 给出了仿真和测试结果。
摘 要: 本文介绍了一种基于双极工艺的高速宽带运算放大器的设计, 从电路结构方面详细论述了电路的宽带设计、高速设计等设计思路, 将该电路通过计算机模拟, 给出了仿真和测试结果。经过投片验证, 设计出的运算放大器满足预期指标,取得了比较满意的结果。该电路在视频放大器、有源滤波器、高速数据转换器等电子系统中有着广泛的应用前景。
关键词: 高速运算放大器; 模拟集成电路; 宽带; 双极工艺
随着微电子技术的发展, 运算放大器在科研应用中起着越来越重要的作用。高速运算放大器已广泛应用于A/D与D/A 转换器、有源滤波器、积分器、精密比较器、波形发生器和视频放大器等各种电路中, 这些电路不仅要求提高运放的频带宽度、转换速率和电压增益, 同时还要降低其输入失调电压和电流以及温度漂移。为此, 需要对电路进行优化设计, 兼顾工艺制造, 才能设计出更加高性能的运算放大器。
1 电路设计
电路结构框图如图1 所示, 分为差分输入级、中间放大级、输出级3 部分。该运放具有高转换速率(100 V/Ls)、快速建立时间(800ns)、宽带(75MHz)、共模抑制比高(> 90 dB)、输入失调电压小(< 2 mV )、输入失调电流小(< 1 μA ) 等特点。下面分别从各部分介绍电路组成和性能。
图1 电路结构框图
1.1 差分输入级
在设计输入级时, 应使之具有零点漂移低,共模抑制能力高, 对称性好, 输入阻抗高以及偏置电流小等特点。为此,设计如图2所示的差分输入级, 采用改进型达林顿复合差分输入级结构, T1, T2 管的基极电流显然比基本双极差分输入级的基极电流小得多, 几乎只有1/β。因此这种复合结构可以很大程度地减小输入偏置电流和输入失调电流, 而且对失调电压和失调电流温漂的减小也有很好的效果。
图2 运放差分输入级
1.2 宽带设计
输入级采用共射—共基电路输入结构可以有效地提高带宽。图2中, T1, T2作为输入缓冲级, 减小了T3, T4密勒电容所引起的输入端容性负载; T3 和T5, T4 和T6 分别组成共基—共射放大器, 减小了密勒效应对带宽的影响。T5, T6 的输入阻抗分别充当了T3, T4 的集电极负载。晶体管的不同组态对应不同的频率响应。为了研究晶体管的不同组态对频率特性的影响, 参考晶体管的高频小信号模型。图3为双极晶体管的基本混合P型小信号等效电路, 图中, rb, rcs, cc 等都是双极型晶体管的固有寄生量, ro是由于欧拉效应引起的输出阻抗, Ccs是集电极—衬底结电容。
图3 双极晶体管的基本混合P型模型
一般模拟设计中采用共发射极增益级, 可以同时获得电流和电压放大。图4为基本共发射极电路, 既可用来描述单端倒相放大级, 又可以用于差分增益级的差模半电路。其频率响应可以用图5 所示的采用密勒近似的混合P型模型近似。
图4 基本共发射级电路
图5 采用密勒近似的混合P型模型
图5 中, C′为密勒电容, 表示如下:
显然此电路只有一个极点, 容易求出极点P 1 和电压放大倍数A V :
对于单极点响应, - 3dB带宽ωdB等于P1的模值, 即:
从公式(3) 和(4) 可以看出, 当RL增大时,会使电压增益A V 增大, 但同时也使得密勒电容C′增大, 从而降低了ωdB的值。可以这样认为, 在共发射级增益级中, 电压增益与ωdB相矛盾。较大的电压增益对应较大的密勒电容,而较大的密勒电容必然使ωdB降低; 反之, 要获得较宽的ωdB , 则要求密勒电容C′= Cπ+ CC (1 + gmRL ′) 尽量减小,而Cπ 是晶体管的本征参数, CC 是固有寄生量, 因此, 需要减小gmRL ′。根据公式(3) , 这又会使电压增益AV 减小。但AV 的减小可以通过后级增益级补偿, 因此, 采用图2 所示的共、射— 共基放大器。由于T5工作在共基态, 其输入阻抗很小, 近似等于1/gm ,与T3 的输出阻抗不匹配,从而使T3的密勒电容C′= Cπ+CC (1+gmRL ′)=Cπ+ CC(1 +gm3/ gm5) 很小。
密勒效应对T3 带宽的影响很小, T5 相当于具有单位增益带宽的共集电流放大器, 选择适当的R 1即可获得电压输出。根据T5的混合P型模型, CC 跨接在输出端与地之间, 不存在密勒效应, 因此, T5 不仅在输入输出之间提供了良好的隔离, 而且具有较宽的带宽。但是T5, T6 的存在会给整个电路添加附加节点, 使电路呈现相位滞后,这将在中间级解决。
1.3 中间级的作用
如图6 所示, 中间级包括差分放大级和共集放大级2部分, 可以获得很高的增益。
图6 差分放大级电路
该电路采用NPN管, 直流电平从输入至输出不断升高, 为了实现零输入/零输出直流电平的要求, 在中间级设置直流电平的位移电路, 降低直流工作点, 并起到双端变单端的作用。T11, T12组成的差分放大器进一步放大信号, 并使输入级所产生的失调对后级影响减弱。单端输出后接阻抗变换电路, 他是由一个射极跟随器T22和T14组成, 提高输入阻抗, 从而提高差分放大器的增益。R24和电容C并联, 起到电平移动的作用, 同时调整电路的相位, 减小输入级中T5, T6引起的相位滞后。
共集放大级主要提高电压增益, 等效电路如图7, 他由T15和R27组成, 共集放大电路的电压增益为1, 即0dB, 具有输入阻抗高, 输出阻抗低, 工作频带宽等特点。选用共集放大电路作为中间缓冲级, 在输入级和输出级间实现阻抗变换的作用。对后级电路, 前级电路的输出电阻降低了约B倍, 因而提高了输出级的电压增益; 其次, 其输入电阻设计值比输出级输入电阻大一个数量级, 从而减小了后级电路的负载效应, 提高了输入级的电压增益。
图7 中间级共集放大电路
1.4 输出级
如图8 所示, 该运放的输出级采用了射极输出和互补对称乙类推挽电路的形式。
图8 输出级电路
输出级的主要着眼点是具有一定的带负载能力, 因此输出电阻尽可能小, 并且有一定的电压和电流动态范围以及减小静态时的直流功耗。该输出级除具有以上特点外, 还具有2个特点: 第一, 增加基极集电极短路的NPN 管T19, T20,相当于2个二极管, 为输出端提供静态偏置, 可以避免输出信号的交越失真; 第二, 晶体管T21设计成双发射极形式的纵向PNP管, 发射极T21A和T18管组成推挽互补输出, 发射极T21B 用于防止输出过载以及抗阻塞作用。
1.5 关于高速的设计
转换速率SR 是指放大电路在闭环状态下, 输入为大信号(例如阶跃信号) 时, 放大电路输出电压对时间的最大变化速率, 即:
转换速率的大小与许多因素有关, 其中主要与运放所加的补偿电容, 运放本身各级BJT的极间电容、杂散电容,以及放大电路提供的充电电流等因素有关。在输入大信号瞬变的过程中, 输出电压只有在电路的电容被充电后才随输入电压做线形变化, 通常要求运放的SR大于信号变斜率的绝对值。
在电路设计时, 主要采用了增大运放的单位增益频率和提高运放的输入电流2个步骤。设计电路内部均采用N PN 型管, 晶体管的f T在很大程度上决定了放大器的带宽, 而NPN双极晶体管的高频性能优于PNP管, 所以在放大器的信号通道中使用NPN器件。同时, 用电阻负载代替有源负载, 可以减小限制频率的因素。另外, 该电路输入动态范围大, 设有5个补偿端, 采用外加补偿电容的方法来提高转换速率。
图9 直流扫描特性曲线
2 电路仿真
在SUN 工作站上, 用Cadence 软件对电路进行仿真,得到该运算放大器的典型技术性能曲线, 其中直流扫描特性和交流响应波形如图9, 图10 所示。
图10 交流响应的增益和相位波形
3 测试结果
如表1 所示, 测试结果表明, 各项参数均达到了设计指标, 并与设计值较好地吻合。
4 结 论
本文介绍了一种基于双极工艺的宽带、高速运算放大器的设计过程。经过试投片, 该运放的电参数测试结果与理论计算值和计算机模拟结果较好地吻合, 达到了设计指标的要求。
关键词: 高速运算放大器; 模拟集成电路; 宽带; 双极工艺
随着微电子技术的发展, 运算放大器在科研应用中起着越来越重要的作用。高速运算放大器已广泛应用于A/D与D/A 转换器、有源滤波器、积分器、精密比较器、波形发生器和视频放大器等各种电路中, 这些电路不仅要求提高运放的频带宽度、转换速率和电压增益, 同时还要降低其输入失调电压和电流以及温度漂移。为此, 需要对电路进行优化设计, 兼顾工艺制造, 才能设计出更加高性能的运算放大器。
1 电路设计
电路结构框图如图1 所示, 分为差分输入级、中间放大级、输出级3 部分。该运放具有高转换速率(100 V/Ls)、快速建立时间(800ns)、宽带(75MHz)、共模抑制比高(> 90 dB)、输入失调电压小(< 2 mV )、输入失调电流小(< 1 μA ) 等特点。下面分别从各部分介绍电路组成和性能。
图1 电路结构框图
1.1 差分输入级
在设计输入级时, 应使之具有零点漂移低,共模抑制能力高, 对称性好, 输入阻抗高以及偏置电流小等特点。为此,设计如图2所示的差分输入级, 采用改进型达林顿复合差分输入级结构, T1, T2 管的基极电流显然比基本双极差分输入级的基极电流小得多, 几乎只有1/β。因此这种复合结构可以很大程度地减小输入偏置电流和输入失调电流, 而且对失调电压和失调电流温漂的减小也有很好的效果。
图2 运放差分输入级
1.2 宽带设计
输入级采用共射—共基电路输入结构可以有效地提高带宽。图2中, T1, T2作为输入缓冲级, 减小了T3, T4密勒电容所引起的输入端容性负载; T3 和T5, T4 和T6 分别组成共基—共射放大器, 减小了密勒效应对带宽的影响。T5, T6 的输入阻抗分别充当了T3, T4 的集电极负载。晶体管的不同组态对应不同的频率响应。为了研究晶体管的不同组态对频率特性的影响, 参考晶体管的高频小信号模型。图3为双极晶体管的基本混合P型小信号等效电路, 图中, rb, rcs, cc 等都是双极型晶体管的固有寄生量, ro是由于欧拉效应引起的输出阻抗, Ccs是集电极—衬底结电容。
图3 双极晶体管的基本混合P型模型
一般模拟设计中采用共发射极增益级, 可以同时获得电流和电压放大。图4为基本共发射极电路, 既可用来描述单端倒相放大级, 又可以用于差分增益级的差模半电路。其频率响应可以用图5 所示的采用密勒近似的混合P型模型近似。
图4 基本共发射级电路
图5 采用密勒近似的混合P型模型
图5 中, C′为密勒电容, 表示如下:
显然此电路只有一个极点, 容易求出极点P 1 和电压放大倍数A V :
对于单极点响应, - 3dB带宽ωdB等于P1的模值, 即:
从公式(3) 和(4) 可以看出, 当RL增大时,会使电压增益A V 增大, 但同时也使得密勒电容C′增大, 从而降低了ωdB的值。可以这样认为, 在共发射级增益级中, 电压增益与ωdB相矛盾。较大的电压增益对应较大的密勒电容,而较大的密勒电容必然使ωdB降低; 反之, 要获得较宽的ωdB , 则要求密勒电容C′= Cπ+ CC (1 + gmRL ′) 尽量减小,而Cπ 是晶体管的本征参数, CC 是固有寄生量, 因此, 需要减小gmRL ′。根据公式(3) , 这又会使电压增益AV 减小。但AV 的减小可以通过后级增益级补偿, 因此, 采用图2 所示的共、射— 共基放大器。由于T5工作在共基态, 其输入阻抗很小, 近似等于1/gm ,与T3 的输出阻抗不匹配,从而使T3的密勒电容C′= Cπ+CC (1+gmRL ′)=Cπ+ CC(1 +gm3/ gm5) 很小。
密勒效应对T3 带宽的影响很小, T5 相当于具有单位增益带宽的共集电流放大器, 选择适当的R 1即可获得电压输出。根据T5的混合P型模型, CC 跨接在输出端与地之间, 不存在密勒效应, 因此, T5 不仅在输入输出之间提供了良好的隔离, 而且具有较宽的带宽。但是T5, T6 的存在会给整个电路添加附加节点, 使电路呈现相位滞后,这将在中间级解决。
1.3 中间级的作用
如图6 所示, 中间级包括差分放大级和共集放大级2部分, 可以获得很高的增益。
图6 差分放大级电路
该电路采用NPN管, 直流电平从输入至输出不断升高, 为了实现零输入/零输出直流电平的要求, 在中间级设置直流电平的位移电路, 降低直流工作点, 并起到双端变单端的作用。T11, T12组成的差分放大器进一步放大信号, 并使输入级所产生的失调对后级影响减弱。单端输出后接阻抗变换电路, 他是由一个射极跟随器T22和T14组成, 提高输入阻抗, 从而提高差分放大器的增益。R24和电容C并联, 起到电平移动的作用, 同时调整电路的相位, 减小输入级中T5, T6引起的相位滞后。
共集放大级主要提高电压增益, 等效电路如图7, 他由T15和R27组成, 共集放大电路的电压增益为1, 即0dB, 具有输入阻抗高, 输出阻抗低, 工作频带宽等特点。选用共集放大电路作为中间缓冲级, 在输入级和输出级间实现阻抗变换的作用。对后级电路, 前级电路的输出电阻降低了约B倍, 因而提高了输出级的电压增益; 其次, 其输入电阻设计值比输出级输入电阻大一个数量级, 从而减小了后级电路的负载效应, 提高了输入级的电压增益。
图7 中间级共集放大电路
1.4 输出级
如图8 所示, 该运放的输出级采用了射极输出和互补对称乙类推挽电路的形式。
图8 输出级电路
输出级的主要着眼点是具有一定的带负载能力, 因此输出电阻尽可能小, 并且有一定的电压和电流动态范围以及减小静态时的直流功耗。该输出级除具有以上特点外, 还具有2个特点: 第一, 增加基极集电极短路的NPN 管T19, T20,相当于2个二极管, 为输出端提供静态偏置, 可以避免输出信号的交越失真; 第二, 晶体管T21设计成双发射极形式的纵向PNP管, 发射极T21A和T18管组成推挽互补输出, 发射极T21B 用于防止输出过载以及抗阻塞作用。
1.5 关于高速的设计
转换速率SR 是指放大电路在闭环状态下, 输入为大信号(例如阶跃信号) 时, 放大电路输出电压对时间的最大变化速率, 即:
转换速率的大小与许多因素有关, 其中主要与运放所加的补偿电容, 运放本身各级BJT的极间电容、杂散电容,以及放大电路提供的充电电流等因素有关。在输入大信号瞬变的过程中, 输出电压只有在电路的电容被充电后才随输入电压做线形变化, 通常要求运放的SR大于信号变斜率的绝对值。
在电路设计时, 主要采用了增大运放的单位增益频率和提高运放的输入电流2个步骤。设计电路内部均采用N PN 型管, 晶体管的f T在很大程度上决定了放大器的带宽, 而NPN双极晶体管的高频性能优于PNP管, 所以在放大器的信号通道中使用NPN器件。同时, 用电阻负载代替有源负载, 可以减小限制频率的因素。另外, 该电路输入动态范围大, 设有5个补偿端, 采用外加补偿电容的方法来提高转换速率。
图9 直流扫描特性曲线
2 电路仿真
在SUN 工作站上, 用Cadence 软件对电路进行仿真,得到该运算放大器的典型技术性能曲线, 其中直流扫描特性和交流响应波形如图9, 图10 所示。
图10 交流响应的增益和相位波形
3 测试结果
如表1 所示, 测试结果表明, 各项参数均达到了设计指标, 并与设计值较好地吻合。
4 结 论
本文介绍了一种基于双极工艺的宽带、高速运算放大器的设计过程。经过试投片, 该运放的电参数测试结果与理论计算值和计算机模拟结果较好地吻合, 达到了设计指标的要求。
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