低压GaN转换器栅极驱动和测量

时间：2026-04-03 15:21:48

关键字： GaN转换器栅极驱动晶体管

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[导读]氮化镓场效应晶体管(GaN FET)相较于硅FET，开关速度更快，封装更小，功率损耗更低。这些特性使得电源转换器能够在更高频率下运行，从而既能减小整体解决方案尺寸，又能保持高效率。虽然DC/DC转换器的基本设计保持不变，但GaN带来了额外的设计和测试挑战。其中一个较为关键的挑战是对栅极电压和时序进行精准控制。这种控制可能很有难度，原因在于开关时间可能超过了传统控制器和测试设备的处理能力。幸运的是，GaN专用的控制器和测量技术能够解决这些问题，并确保电源设计稳健可靠，同时不会增加额外的复杂性。

摘要

本文讨论了应用氮化镓场效应晶体管(GaN FET)时，对栅极电压进行精准控制和对栅极参数进行高精度测量的必要性。

引言

氮化镓场效应晶体管(GaN FET)相较于硅FET，开关速度更快，封装更小，功率损耗更低。这些特性使得电源转换器能够在更高频率下运行，从而既能减小整体解决方案尺寸，又能保持高效率。虽然DC/DC转换器的基本设计保持不变，但GaN带来了额外的设计和测试挑战。其中一个较为关键的挑战是对栅极电压和时序进行精准控制。这种控制可能很有难度，原因在于开关时间可能超过了传统控制器和测试设备的处理能力。幸运的是，GaN专用的控制器和测量技术能够解决这些问题，并确保电源设计稳健可靠，同时不会增加额外的复杂性。

GaN性能和特性

图1显示了一个12 V降压型转换器，它基于LTC7891同步控制器，用于驱动100 V GaN FET。以500 kHz频率运行时，在20 A负载和48 V输入下，它可实现97%的效率。这比目前的100 V硅FET效率高出约2%，功率损耗减少40%。*硅方案要实现这种性能，必须将开关频率降低一半以上，并且需要使用更大的电感，整体解决方案尺寸会加大。该器件属于新型控制器系列，专门设计用于满足GaN的栅极驱动和开关要求，无需额外的元件。ADI公司针对GaN优化的控制器产品系列还包括LTC7890（100 V双通道降压型控制器），以及LTC7893和LTC7892（分别为100 V升压型和双通道升压型控制器）。

图1.LTC7891降压型转换器原理图

*LTC7891控制器提供4 V至5.5 V栅极驱动电压，适合GaN和逻辑电平硅FET。LTC7897控制器提供5 V至10 V栅极驱动电压，适合标准电平硅FET。

栅极电压

硅FET的栅源电压通常在4.5 V至10 V之间，绝对最大额定值为±20 V。相比之下，100 V GaN FET的栅源电压可能规定为5 V，且为了确保器件的长期可靠性，其电压范围被限制在+6 V至-4 V之间。为了满足这些GaN指标，栅极电源必须保持高度稳定，并且有极小的高频过冲或下冲。虽然精密5 V电源对低边FET而言已足够，但要限制高边FET的栅源电压，必须使用额外的电路或GaN专用控制器。

栅极驱动器电源

在图2中，Bootstrap电容和二极管（CBOOT和DBOOT）实现了传统的高边栅极驱动电源。当高边(TOP)开关关断时，受电感电流或低边(BOT)开关导通的影响，开关节点变为低电平。当两个开关均关断时，硅FET的体二极管将开关节点的电压限制在地电位以下约1 V。相比之下，GaN FET能够反向导通，其特性类似于2 V至3 V体二极管。使用Bootstrap二极管时，负开关电压会加到Bootstrap电容的电压上，从而增加高边FET的栅源电压。或者，可使用智能开关来防止驱动器过充，从而无需额外的箝位二极管。此有源开关在BOT栅极导通后导通，产生一个不依赖于体二极管压降的稳定高边栅极驱动电压。在死区时间较长的情况下，这些控制器能够承受开关节点上的负尖峰。在建立稳定的高边驱动器电源后，下一步是准确测量高边FET的栅源电压。

图2.内置智能Bootstrap开关的GaN控制器

栅极测量

图3显示了基于GaN的降压型转换器的栅极和开关波形。在没有串联栅极开通电阻的情况下，TOP FET的栅源电压(VTOP_GS)超过了GaN FET的+6 V最大栅源电压额定值。增加一个2.2 Ω TGUP电阻可降低VTOP_GS，并抑制栅极和开关节点的振铃。高阻抗示波器探头捕获了以地为基准的低边栅极(VBG)和开关节点(VSW)波形。TOP FET的源极电压(VSW)在VIN和地电位之间振荡。GaN的高斜率（超过30 V/ns）和300 MHz振铃超过了通常用于进行VTOP_GS测量的差分探头的实际共模限值。幸运的是，可利用光隔离探头来实现这一测量。此类探头由Tektronix基于IsoVu™技术率先推出，拥有惊人的高频共模抑制比(CMRR)，价格自然也不菲。

图3.采用隔离探头测量的导通波形

图4.隔离探头设置

图4显示了实际工作场景中的隔离探头。此类探头通过光缆连接到示波器，既实现了电气隔离，又有效降低了共模输入电容。探头的衰减器尖端直接插入MMCX连接器。探头还可通过接头引脚和MMCX转方形引脚适配器连接到PCB测试点。为确保探头发挥最佳性能，探头尖端与PCB之间的连接应尽可能短，并采取有效屏蔽措施。板载的MMCX连接器可提供最佳同轴连接，但务必从FET栅极和源极引出短开尔文走线。隔离探头可能是测量高边GaN栅极电压的最佳方法，甚至可能是唯一可行的方法，但我们不妨比较一下另一种常见方法的表现。

无源探头

高边栅极信号的测量，可利用两个以地为基准的无源探头、一个数字示波器和数学运算来实现。这种A-B或伪差分技术1尽管存在电压范围和CMRR有限的问题，但在评估低压DC/DC转换器的栅极时序时，仍然很受欢迎。进行高边栅极测量之前，最好先快速检查共模抑制性能。将两个探头连接到同一高dv/dt电压，消除时序偏差，从一个通道的信号中减去另一个通道的信号，观测剩余信号。如果CMRR足够，则只应看到很小的残余电压，远低于实际的栅极信号。探头负载效应是另一个关键因素。理想情况下，探测不应影响电路运行或波形。标准高阻抗无源探头的输入阻抗为10 MΩ，且与3.9 pF至10 pF的电容并联。相比之下，隔离探头的接地电容较低（低于2 pF）。还有一些不太常见的低阻抗（500 Ω到5 kΩ）无源探头**，其电容很低，这在此类测量中可能会有所帮助。

结果

图5将使用A-B方法捕获的VG–VSW波形，与之前图3中隔离探头设置测得的VTOP_GS（以虚线显示）进行了比较。在此测试中，选择了低阻抗无源探头(5 kΩ // < 2 pF)，原因是较高电容探头(≥3.9 pF)会导致VSW的峰值幅度明显下降，表明存在探头负载效应。栅极波形基本吻合，但A-B方法测得的残余共模信号峰峰值达2.7 V。与7 V的VG–VSW信号峰峰值相比，该共模干扰较为显著。高阻抗无源探头显示出类似水平的残余共模噪声，但测得的VG–VSW峰值降低了17%到30%，原因可能是负载效应、匹配和响应问题。

图6中的VG和VSW是使用单个无源探头分两步捕获的。通过这种方法捕获VG波形，并将其保存在存储器中。然后移动该探头，利用它捕获VSW。请注意，连接到VSW的第二个探头在两次测量期间触发示波器。利用通道数学运算功能，调取波形并进行相减运算。这种方法增加了一个步骤，但避免了探头不匹配，从而改善了共模抑制。虽然高阻抗无源探头的表现超出了预期，但低阻抗探头提供的结果更接近于可信隔离探头测得的结果，因此在这种情况下，后者是首选。