一般情况下, 为什么电源芯片截止损耗比导通损耗大很多

脉冲电流造成的共模电感T的内阻损耗加大适当设计共模电感，包括线径和匝数2、放电电阻上的损耗在符合安规的前提下加大放电电阻的组织3、热敏电阻上的损耗在符合其他指标的前提下减小热敏电阻的阻值启动损耗，普通的启动方法，开关电源启动后启动电阻回路未切断，此损耗持续存在。改善方法：恒流启动方式启动，启动完成后关闭启动电路降低损耗。有放电电阻存在，mos开关管每次开关都会产生放电损耗改善方法：可免除电阻放电损耗(注意：此处只能降低电阻放电损耗，漏感能量引起的尖峰损耗是不能避免的)当然最根本的改善办法是，降低变压器漏感。

电源芯片是需要一定的电流和电压进行工作的，如果Vcc供电电压越高损耗越大。改善方法：由于IC内部消耗的电流是不变的，在保证芯片能在安全工作电压区间的前提下尽量降低Vcc供电电压!

由于待机时有效工作频率很低，并且一般限流点很小，磁通变化小，磁芯损耗很小，对待机影响不大，但绕组损耗是不可忽略的。变压器绕组引起的损耗绕组的层与层之间的分布电容的充放电损耗(分布电容在开关MOS管关断时充电，在开关MOS管开通时放电引起的损耗。)当测试mos管电流波形时，刚开启的时候有个电流尖峰主要由变压器分布电容引起。改善方法:在绕组层与层之间加绝缘胶带，来减少层间分布电容。

开关管工作状态有两种:断开状态和导通状态。断开状态时, 流过开关的电流为0, 虽然开关两端电压不为0,但P =UI =0,所以不消耗功率。导通状态时, 开关上流过电流, 但开关两端电压为0, 同样P =UI =0。实际上开关器件开关时总有一个过渡状态,会导致开关损耗。而且开关损耗与开关频率成正比。

开关损耗包括导通损耗和截止损耗。导通损耗产生的原因:导通瞬间开关器件电压的不能马上降为0, 而电流从0已上升,因此在开关管上产生电压电流交替现象,而产生损耗电压不能马上降为0的原因是开关器件上有寄生电容,电容上电压不能突变,即不能马上降为0, 从而产生功率损耗。在导通过程中,寄生电容的储能通过开关器件放掉而损失。截止损耗产生的原因:截止瞬间开关器件电流不能马上降为0, 而电压已经从0上升, 在开关器件上产生电压电流交替现象。电流不能马上为0的原因是, 与开关器件连接的电路中有寄生电感, 阻碍电流变化。并且逆变电路中变压器是电感元件, 当开关突然关断时, 变压器电感元件电流不能突变,并会产生很大的反激电压, 阻碍电流变化, 通过电路加在开关管上, 产生比较大的损耗。提高开关速度不但不能消除损耗, 反而会使反激电压越大,损耗更大。

一般情况下, 截止损耗比导通损耗大很多。因为导通变截止时,功率管大电流突然降为0时,产生较大的反激电压,从而使开关管功率损耗比较大。减少开关损耗, 关键是减少截止损耗。绝大多数电源IC的工作效率可以在特定的工作条件下测得，数据资料中给出了这些参数。Maxim的数据资料给出了实际测试得到的数据，其他厂商也会给出实际测量的结果，但我们只能对我们自己的数据担保。采用什么秘诀才能达到如此高的效率?我们最好从了解SMPS损耗的公共问题开始，开关电源的损耗大部分来自开关器件(MOSFET和二极管)，另外小部分损耗来自电感和电容。但是，如果使用非常廉价的电感和电容(具有较高电阻)，将会导致损耗明显增大。

选择IC时，需要考虑控制器的架构和内部元件，以期获得高效指标。采用了多种方法来降低损耗，其中包括：同步整流，芯片内部集成低导通电阻的MOSFET，低静态电流和跳脉冲控制模式。我们将在本文展开讨论这些措施带来的好处。降压转换器的主要功能是把一个较高的直流输入电压转换成较低的直流输出电压。为了达到这个要求，MOSFET以固定频率(fS)，在脉宽调制信号(PWM)的控制下进行开、关操作。当MOSFET导通时，输入电压给电感和电容(L和COUT)充电，通过它们把能量传递给负载。当MOSFET断开时，输入电压断开与电感的连接，电感和输出电容为负载供电。电感电流线性下降，电流流过二极管。

为了提升开关电源的效率，我们必须对其内部的各种损耗进行分辨和粗略估算。这些损耗主要可归为四大类：开关损耗、导通损耗、附加损耗以及电阻损耗。值得注意的是，这些损耗往往会在有损元器件中同时出现。接下来，我们将逐一探讨这些损耗的成因及特点。

与功率开关密切相关的损耗

功率开关是开关电源内部的主要损耗源之一。其损耗可大致划分为两部分：导通损耗和开关损耗。导通损耗发生在功率器件开通且驱动和开关波形稳定后，即功率开关处于导通状态时;而开关损耗则出现在功率开关被驱动，进入新的工作状态，驱动和开关波形处于过渡过程中。

MOSFET的导通时间定义为PWM信号的占空比(D)。D把每个开关周期分成[D×tS]和[(1 - D)×tS]两部分，它们分别对应于MOSFET的导通时间(环路1)和二极管的导通时间(环路2)。所有SMPS拓扑(降压、反相等)都采用这种方式划分开关周期，实现电压转换。对于降压转换电路，较大的占空比将向负载传输较多的能量，平均输出电压增加。相反，占空比较低时，平均输出电压也会降低。根据这个关系，可以得到以下理想情况下(不考虑二极管或MOSFET的压降)降压型SMPS的转换公式：VOUT = D×VIN IIN = D×IOUT需要注意的是，任何SMPS在一个开关周期内处于某个状态的时间越长，那么它在这个状态所造成的损耗也越大。对于降压型转换器，D越低(相应的VOUT越低)，回路2产生的损耗也大。

电源在为负载提供能量的同时，自身也会产生功率损耗和热耗。在电源设计过程中，虽然我们会仔细分析负载的需求，但往往容易忽视电源芯片及其外围器件的热耗问题。然而，对电源热耗的准确评估至关重要，它直接关系到电源能否在安全状态下工作，避免因过热而触发保护机制或遭受损坏。评估热耗的首要步骤是计算电源方案的耗散功率，即被损耗掉的功率。这可以通过两种方法来实现：黑盒评估法和白盒评估法。

我们可以推导出耗散功率的计算公式。这一公式揭示了电源在传输功率过程中，实际被损耗掉的那一部分功率。通过这一计算，我们可以更准确地评估电源的热耗情况，确保电源在安全状态下工作。

一、开关电源的损耗

开关电源的损耗主要来自三个元件：开关晶体管、变压器和整流二极管。

1、开关晶体管损耗

主要分为开通/关断损耗两个方面。开关晶体管的损耗主要与开关管的开关次数有关，还与工作频率和负载特性有关。如果开关时间增加一倍，开关管的损耗将增加约2～3倍，而开关管的损耗与开关电源的工作频率成正比。

2、开关变压器的损耗

主要包括磁滞损耗、涡流损耗和铜损。开关变压器的涡流损耗和变压器线圈的铜损与工作频率的平方成正比，而磁滞损耗除与工作频率外还与磁通密度的1.6次方成正比。

3、整流二极管的损耗

主要由两部分组成：正向导通损耗和反向恢复损耗。整流二极管的正向损耗与整流二极管的正向压降有关，而反向恢复损耗与二极管的反向恢复时间有关。

以上三种损耗占开关电源总损耗的20%以上。如何降低开关晶体管和变压器的损耗，提高效率，是每个工程师在设计的时候都会考虑到的问题。一中典型的反激转换器(flyback converter)为例，去分析电源转换器的 损耗。 因为反激转换器低价位和广泛的输入范围的特性，在实际应用层面受到欢迎。对一个开关电源而言， 主要的 损耗包括了传导 损耗(conduction loss)和切换 损耗(switching loss)，以及由控制电路所造 成的 损耗。 表二、三、四分别对这些主要 损耗，包括主要的传导 损耗和切换 损耗，控制电路 所造成的 损耗，列出了大约的估算，和常用的解决对策。

式1是通过效率和输出功率Po来反推计算耗散功率的公式。为何选择输出功率而非输入功率呢?因为输出功率，即负载的实际需求，其数据相对容易获取。而输入电压的范围则较为宽泛，使得输入功率的定量获取变得困难。

那么，如何获取电源效率的数据呢?对于线性稳压器，其效率可简化为输出电压与输入电压的比值(V0/Vin)，这是因为其输出电流约等于输入电流。而对于开关电源，通常可将其效率估算为85%，若需更精确数据

对于线性稳压器，由于其原理简单且多以集成模块形式存在，因此通常只需了解黑盒方式计算耗散功率即可满足需求。然而，开关电源的集成度相对较低，有时需要进一步分解其子模块并单独计算各部分的耗散功率，这就是所谓的白盒模式。本文以Buck电路为例进行说明，其他拓补结构可类推。

在Buck电路的技术发展过程中，出现了同步Buck与非同步Buck两种形式。这两种电路在外观上具有明显差异，即同步Buck包含上下两个MOSFET管，而非同步Buck则仅有上管MOSFET，其续流管采用肖特基二极管。值得注意的是，同步Buck是后续发展的技术，它通过使用MOSFET替代续流二极管来降低导通压降，从而提高了电源效率。但这也带来了额外的成本，即需要增加一套MOSFET驱动电路。

开关电源的损耗主要分为两大类：路径损耗和开关损耗。

路径损耗(传导损耗)：这是指在大电流路径上，由于内阻而产生的损耗。以Buck电路为例，路径损耗涵盖了上臂MOSFET的内阻损耗、电感的寄生阻抗(DCR)上的损耗，以及下臂MOSFET或续流二极管上的损耗。

开关损耗：这种损耗发生在MOSFET开通和关闭的过程中，它与开关频率呈正比。

接下来，我们将深入探讨开关损耗的产生机理。在Buck电路中，上桥臂MOSFET的漏极与Vin相连，而源极则与相位节点相连。当上桥臂开始开启时，下桥臂MOSFET的体二极管(在非同步Buck电路中同样适用)会将相位点箝位为低于地电压的水平。这种显著的漏-源电压差异，再加上上桥臂MOSFET以开关方式传输转换器的全负载电流，共同导致了开关过程中开关损耗的产生。